基于LT1111实现输出电压可调的DC-DC变换器设计

图1：LT1111的原理框图。

　　LT1111是凌特公司的一种新型多用途DC-DC变换器核心芯片，内部集成有72kHz的固定频率振荡器、1.25V基准参考源、两个比较器和输出驱动器(包括一个通过电流可达1A的功率开关)等部件。LT1111工作时其外部只需极少的元器件(一般应用只需要3个外围器件)，可以在2V～30V输入电压范围内工作，而且可以由用户设置功率开关的最大通过电流。LT1111能够以8脚的小封装、300μA的静态功耗提供配置为升压、降压或反压变换器的能力，因而可以充分满足各种对成本和电路板空间有限制而又要求高性能、低功耗的应用的需要。

　　LT1111的工作原理

　　LT1111是一种门控振荡器型的开关电源调整芯片。这种结构消耗的电源电流非常小，因为只有当反馈脚的电压低于参考电压时LT1111中的开关才会启动调整工作。芯片具体的工作原理见图1。其中，比较器A1是调整器的核心，它的两个输入端分别连到反馈脚(FB)和芯片内置的1.25V基准参考电压上，A1将反馈脚(FB)上的电压(由输出端反馈回来)与1.25V参考电压相比较。当FB脚上的电压低于1.25V时，A1就会启动芯片内部72kHz的振荡器；驱动放大器将振荡器的输出信号放大，以驱动输出级的NPN型功率开关。功率开关输出的结果是输出电压和FB脚上的电压都得到了提高。当FB脚上的电压大到可以触发比较器A1翻转的时候，振荡器就会被A1关闭。不过比较器A1会延迟一点时间后才翻转，这样可以令整个环路保持稳定。这个延迟设计是在芯片内部完成的，不需要在芯片外部再作额外的频率补偿。一般情况下，LT1111内的振荡器的启动时间和关闭时间均为7μs。另外，当比较器输出为低的时候，振荡器及其它各功耗较高的电路都会被关闭，使得LT1111的静态电流降到300μA。

　　图1中的增益模块A2实质上是一个比较简单的PNP输入的运算放大器，它的正输入管脚连在SET管脚上，而其负输入管脚连接到芯片内部集成的1.25V基准参考源上。A2的输出结构为漏极开路输出，它可配置为电池欠压检测器、线性后置调整器，或是误差放大器。如果不作这些用途，A2就可以悬空不用。其中的电池欠压检测器是在芯片的V_IN和GND管脚之间连接一个电阻分压器(R1+R2)，该分压器的中点与SET管脚相连，以提供A2的翻转触发电压。A2翻转后，其输出A0可以吸收300μA的电流，用于外部控制。原理图见图2。

图2：增益模块配置为电池欠压检测器的典型接法。

　　图2中的电阻R1、R2的阻值应尽可能小，以使SET管脚上的偏置电流的偏差尽可能小。R3的最佳取值范围在1M-10MΩ之间，主要作用是产生一点延迟时间，以便增益模块能较准确地捕捉到触发点。不过，加入R3后电路的触发点会有少许变化，设计工程师应当注意到这一点。

　　图3就是LT1111的典型应用，图中连接I_LIM管脚和V_IN管脚之间的电阻R3用于设置LT1111内的功率开关可通过的最大电流。如果开关电流超过这个预设值，则开关周期将提前结束(即开关关闭，振荡器不再输出)，以确保开关电流不会超过LT1111所能承受的最大值。这一特性是其它原理类似的器件所不具备的，而且该特性允许变换器的输入电压范围扩展得很宽，也不会令电感进入饱和状态。换言之，如果给R3选择了恰当的阻值，可以保证开关电流在整个输入电压范围内都被限制在指定的范围以内。如果电源电路的工作电流不大，那么R3可以省掉，只须将I_LIM脚和V_IN脚直接相连。

　　LT1111-5和LT1111-12在功能上和LT1111是完全相同的，只是LT1111-5和LT1111-12的版本在片内已经集成了设定输出电压为5V和12V的电阻，其输出电压固定为5V和12V。也就是说，在-5和-12这种固定输出电压LT1111上，其管脚8(即FB/SENSE管脚)应该与输出电压管脚直接相连，而不再需要任何外部电阻。

　　升压变换器的工作原理

　　LT1111配置为升压变换器时应特别注意对输出端的保护，防止输出短路造成的危害，因为从输入端到输出端是直流导通的。

　　LT1111配置成升压变换器的常用设计见图3。LT1111内功率开关的发射极(SW2)与地相连，而开关的集电极(SW1)与电感相连。当LT1111片内的比较器A1触发振荡器输出开始调整时，功率开关的集电极即SW1管脚为低。这样，电压(V_IN-V_CESAT)将降落在L1上。显然，L1中将出现一个电流。到开关即将关闭前，流经L1的电流值为：

随后开关立即关闭，SW1脚上的电压开始上升，这是因为流经L1的电流不可能立即消失。当该管脚电压上升到(V_OUT＋V_D)时，电感中的电流将经由二极管D1流入电容C1，使输出电压V_OUT上升。这个过程将在LT1111的控制下反复进行，而控制的条件就是保持V_FB与LT1111内部的基准参考源的电压1.25V相等。那么，修改R1或R2的值都可以改变输出电压值，如下式所示：

图3：LT1111的升压变换器典型电路。

　　降压变换器的工作原理

　　LT1111配置成降压变换器的典型电路见图4。LT1111内功率开关的集电极与V_IN相连，而由功率开关的发射极来驱动外部电感。

　　当LT1111片内的比较器A1触发振荡器开始调整动作，并打开功率开关时，SW2管脚电压升高到(V_IN-V_SW)，这样，电压(V_IN-V_SW-V_OUT)将降落在L1上。显然，L1中将出现一个电流。到开关即将关闭前，流经L1的电流值为：

　　当开关关闭时，SW2管脚的电压快速下降到比地电位还低。当SW2电压下降到比地电位还低0.4V时，D1导通，这是因为SW2管脚的电压绝不允许低于-0.5V，D1是用来箝位的。注意，D1必须选用肖特基二极管。若选用硅基的肖特基二极管(如1N4933)，可以允许SW2脚上的电压低至-0.8V，不过这么低的值可能在LT1111内部产生过大的功耗。此时变换器的输出电压可表示为：

　　电阻R3的加入限定了流经功率开关的最大电流。这只电阻在那些输入电压范围很宽的应用中是非常重要而且是必须加入的。如果不加入R3，则开关打开后将在每个周期中都持续一段固定长度的时间，在某些情况下，流经L1的电流可能会过大，甚至超过开关的承受范围，并可能使电感进入饱和状态。这只100Ω的电阻可以确保开关在电流达到700mA左右时关闭。值得注意的是，使用LT1111构造降压变换器时，该变换器的输出电压不能超过6.2V。如果用户需要产生更高一点的电压，可以取一只二极管1N5818与SW2脚串联(1N5818的正极连SW2管脚)。

图4：LT1111配置为降压变换器的典型电路。

　　如果负载需要更大的电流来驱动，可以使用一只分立的PNP晶体管来放大降压变换器的输出电流，如图5所示。

　　图5所示的电路可使最大可通过的开关电流提升至2A。计算电感值的公式在下文-“降压变换器中电感的选择”中再作说明，式中的V_SW可引用下面的相对保守一点的公式来计算：

　　电阻R2的作用是构成关闭Q1的电流通路，R3是Q1的基极驱动，R4、R5用来设置输出电压。

　　反压变换器的工作原理

　　LT1111可以配置为正压变负压的变换器(图6)，也可以配置为负压变正压的变换器(图7)。

　　图6的配置和LT1111配置为降压变换器的配置非常相似，唯一不同的只是将反馈支路的高电压管脚接到了地电位。这个地电位就将输出电压变成了负压。除此之外，其它的电路和降压变换器一样，如D1必须是肖特基二极管，输出电压的绝对值不能超过6.2V等。如果需要更低的负电压，可以参考前文所述的方法串联一只二极管。

　　在图7中，输入电压是负电压，而输出电压是正电压。在这个配置中，输入电压的绝对值可以比输出电压的绝对值大或小。图7中的那只PNP型晶体管2N3906就是电平变换器，它将电压的极性信息传递给了LT1111。

　　电路器件的参数选择

　　1. 如何选择电感

　　DC-DC变换器的本质是将电能以磁通量的形式储存在电感中，然后再将该能量转移到负载上。正因为储存的是磁通量，而不是充电电荷，所以只要选择恰当的开关策略，就能使输出电压比输入电压高、低或者极性相反。为实现高效的能量转移，配合LT1111使用的电感应该满足三个要求：首先，电感的感应系数应当很小，以保证在最差情况下(输入电压最低、功率开关打开的时间最短)电感中能存储到足够的能量，但感应系数也不是越小越好，因为还要保证在另一极端情况下(输入电压最高、开关打开时间最长)LT1111及电感的最大(开关)电流指标不至于被突破；其次，电感必须能够存得下需求的磁通量，也就是电感不能进入饱和状态。在基于LT1111的常规设计中，可以使用铁氧体工艺制造的可表面贴装的小型电感，只要它们满足饱和电流为300mA～1A，同时直流电阻小于0.4Ω的条件；最后，电感的直流电阻越小越好，以保证电感线圈不会消耗过多的能量，因为这会使电感产生过多热量。在选用电感时还应考虑到电磁干扰的问题，一般圆弧形状的电感对减少电磁干扰有比较好的作用。还有一点也是最重要的，就是在选择电感前一定要先确定整个电源电路的输入电压、输出电压、输出电流的最小值和最大值。

图5：大电流输出的LT1111降压变换器

　　a. 在升压变换器设计中如何选择电感

在一个升压变换器中，电感中存储的能量如下式所示： E6
P_L=(V_OUT+V_D-V_{IN MIN})(I_OUT) 式(6)中，V_D是二极管的压降(对1N5818肖特基二极管来说是0.5V)。为保证变换器能调整输出电压，每个周期中由电感提供的能量必须不小于： E7 P_L/f_OSC 其中f_OSC即为LT1111内置振荡器的固有振荡频率72kHz。当开关关闭时，电感中的电流可由下式表示：

　　其中R表示功率开关的等效电阻(25℃时的典型值为0.8Ω)与电感直流电阻的和。如果功率开关上的压降和V_IN相比很小，则可得到一个简化的公式：

　　上面这个公式假设的前提是t=0，而且电感中的电流为0。这种情况的电感工作于“不连续模式”，因为电感中的电流被我们假设为0了。实际上，电感中的电流是不可能突然降至0的。将t的取值改为LT1111参数表中所示的开关打开的时间(典型值为7μs)，就可以求出针对某个特定的L值和V_IN的I_PEAK值。求出I_PEAK值后，在开关即将关闭前电感中存储的能量就可以用下式求出：

　　式中，E_L的值必须大于P_L/f_OSC以保证变换器能传递(或者说转移)需求的能量。为提高效率，I_PEAK值必须保持在1A以下，更高的开关电流只会导致开关上的压降增加而使总的效率降低。总之，开关电流应尽可能小，这样会使开关、二极管及电感上的损耗也会相应低一些。

图6：LT1111配置为正压变负压变换器的典型电路。

　　例如，假设我们要从一个4.5V～8V的输入中产生一个电压为12V、电流为60mA的输出，使用公式(6)，求得：E11
P_L=(12V+0.5V-4.5V)(60mA)=480mW 电感必须提供的能量为：

　　假设我们使用一只47μH、直流电阻为0.2Ω的电感，可由式(8)求出最大的开关电流为：

　　将I_PEAK值代入公式(10)，求得：

　　因为9.1μJ>6.7μJ，所以选取47μH的电感是可行的。其实，这种用来选择最佳的电感值的方法本质上是一种凑试的方法，计算中必须注意开关电流最大不能超过1.5A。在I_LIM管脚与V_IN管脚的连接中可以串联一只电阻以实现开关电流限制。该电阻阻值的选取应保证在最小的V_IN时，计算出的I_PEAK值与最大的开关电流值相等(最大开关电流值可从LT1111的典型性能特性曲线中获得)。这样，当V_IN增加时，开关电流不变，实质上是把变换效率提高了。

　　b. 在降压变换器设计中如何选择电感

　　降压变换器与升压变换器不同，在充电和放电期间，电感的电流都流经负载。在降压模式下，LT1111的开关电流应限制在650mA左右。如果需要获得更大的电流值，可参考图5所示的扩流电路。换言之，在不同的输入电压条件下，控制好I_LIM管脚是最重要的。

如果定好了输出电压、输出电流和输入电压范围，则最大的开关电流可依下式计算：

　　式中，DC为占空比(一般取0.50)，V_SW为降压模式下功率开关上的压降，V_D为二极管上的压降(1N5818肖特基二极管可取0.5V)，I_OUT为输出电流，V_OUT为输出电压，V_IN为输入电压的最小值。经实测得知，V_SW实际上是开关电流的函数，而开关电流又是V_IN、L、时间、V_OUT的函数。为了简化计算，可以认为V_SW的值为1.5V，实际上这个取值是比较保守的。

一旦I_PEAK值确定了，就能算出所需的电感值：

　　其中，t_ON为开关打开的时间(LT1111一般取值为7μs)。

　　然后可以选定用于限制I_PEAK电流的串联电阻R_LIM的阻值了。这个电阻可以保证当输入电压增加时最大开关电流仍保持不变。

　　例如，假设我们要设计一个输入电压为12V～24V、输出电压为5V、输出电流为300mA的降压变换器，则首先可求出：

　　接下来可以求出电感值：

　　c. 正压变负压的设计如何选择电感图6即为正压变负压的变换器原理图，所有的输出功率都来自电感L1。这时：

　　在这种变换器模式下，功率开关被接成共集电极接法(与降压模式相同)。功率开关上的压降可以等效为一个0.75V的电压源和一个0.65Ω电阻的串联电路。

　　当开关关闭时，电感中的电流可以表示为：

其中R为电感的直流电阻值加上0.65Ω，而V_L为输入电压V_IN减去0.75V。

　　举个例子，假如我们要设计一个输入电压范围为4.5V～5.5V，输出电压为-5V，输出电流为50mA的正压变负压的变换器，可得：

　　如果选择一个56μH的电感(直流电阻为0.2Ω)应用到电路中，则最大开关电流为：

　　将I_PEAK值代入公式(10)，可得：

显然，5.54μJ>3.82μJ，因此选择56μH的电感是可行的。在本例中，输入电压的范围比较小，通常在这种情况下R_LIM不是必需的，因此I_LIM管脚可以与V_IN管脚直接相连。不过，和降压变换器一样，最大的开关电流仍然必须限制在650mA左右。

　　2. 如何选择电容

图7：LT1111配置为负压变正压变换器的典型接法。

　　选择合适的输出电容和选择合适的电感同等重要。如果这个滤波电容选择得不好，那么变换器的效率可能会降低，输出纹波也有可能比较大。我们通常使用的普通铝电解电容，虽然比较便宜而且容易买到，但它的等效串联阻抗(ESR)和等效串联电感(ESL)的特性都比较差，不适合配合LT1111使用。市场上有专为开关式的DC-DC变换器设计的ESR值较小的铝电解电容，它们的特性比普通的铝电解电容好很多，特别是ESR值可以做得很小。钽电容的特性也非常好，只是价格比较高。通过实验得知，在基于LT1111的变换器中，使用上述三种容量均为100μF的电容(假设变换器的最大开关电流为500mA)，不同的电容表现是不一样的。使用普通铝电解电容的变换器的输出过冲最高达到120mV，而使用专用铝电解电容及钽电容的变换器的输出过冲最高就只有35mV左右。

　　设计工程师应该充分利用I_LIM特性来降低输出纹波的幅值。以变换器工作于连续模式为例，如果是升压变换器，其连续工作模式的条件是：

　　一旦输入、输出电压满足上式的关系，在开关关闭时电感的电流就不会回到零。而等到开关再次打开时，电感中的电流将从这个非零值开始增长。电感中的电流在比较器关闭振荡器之前已经增长到一个相当高的值了，这个较高的电流值将会造成输出纹波过大，这显然需要更大的输出滤波电容和电感来抑制。不过，由于有了I_LIM特性的支持，开关电流可以在到达一个用户预先设定的值处触发功率开关关闭。这样，输出纹波就能减小到最小的程度，对输出滤波电容的要求也就会低得多。

　　3. 如何选择二极管在LT1111的应用中，选择箝位二极管时必须遵循的三条准则包括开关速度、正向导通时的压降、漏电流。我们通常用来作整流器的二极管，如1N4001是绝不适于开关型电压变换器的，它们的额定电流虽然可以达到1A，但开关时间却长达10μs～50μs，这是不可接受的。如果用户使用这种整流管，那么变换效率将受到严重影响，甚至完全不能工作。

　　大多数LT1111的应用电路中可以使用1N5818肖特基二极管，或是它的可表面贴装的互换型号MBRS130T3。1N5818在通过1A电流的情况下，其正向导通时的压降为500mV，1N5818的开关时间较快，漏电流只有4μA～10μA，这使得1N5818比较适合LT1111的需要。如果变换器的最大开关电流不超过100mA，那么用户也可以选择1N4148，这种二极管在25℃时的漏电流只有1nA～5nA，而且比1N5818更便宜，只是它的通过电流较小，因而不允许在1A的开关电流下工作。